這篇應用筆記描述了硅鍺技術是如何提高 RF 應用中 IC 性能的。文中使用 Giacoleto 模型分析噪聲的影響。SiGe 技術顯示出更寬的增益帶寬從而可以給出更小的噪聲。SiGe 技術在線性度方面的影響還在研究中。
在蜂窩手機和其他數字的、便攜式、無線通信設備中，有三個參數越來越重要。低功率消耗和輕型電池給設備帶來自由移動的權力，更高的前端接受靈敏度增加了接收距離，更高的前端線性度對可容許的動態范圍具有直接的影響。隨著π/4DQPSK 和 8QAM 這類非恒定能量調制方案的使用，上面三個參數的重要性越來越大。
SiGe (硅鍺)技術是最近的一項技術革新，能同時改善接收機的功耗、靈敏度和動態范圍。GST-3 是新的基于硅鍺技術的高速 IC 處理工藝，其特點是具有 35GHz 的特征頻率(fT)。下面的典型前端框圖(圖 1)中給出了用硅鍺技術實現的混頻器和低噪聲放大器(LNA)可能達到的性能(1.9GHz)。
圖 1. 典型的無線接收電路，包括低噪聲放大器和混頻器。
噪聲性能
在下行鏈路中對噪聲系數的主要影響來自于 LNA 第一級晶體管輸入級產生的噪聲。噪聲系數(NF)是一個體現網絡性能的參數，用來將實際網絡中的噪聲與通過理想的無噪聲網絡后信號中的噪聲進行比較。具有功率增益 G = POUT/PIN 的放大器或其他網絡的噪聲因數(F)可以表示為：
公式 1
NF 是從網絡輸入端到輸出端信號噪聲比(SNR)惡化程度的度量，一般以 dB 為單位: NF = 10log10F，因此:
F = 輸入 SNR/ 輸出 SNR
= (PIN/NIN)/(POUT/NOUT)
= NOUT/(NIN. G)
我們只關心熱噪聲(也叫做約翰遜噪聲或白噪聲)和散粒噪聲(也叫做肖特基噪聲)。一個具體的雙極型晶體管高頻等效模型(Giacoleto 模型，參見圖 2)會幫助我們理解這個噪聲是如何產生的。這個模型還告訴我們硅鍺技術是如何降低 LNA 前端噪聲系數的。
圖 2. 詳細的 npn 晶體管模型(Giacoleto 模型)簡化了對頻率影響的分析。
硅鍺材料的熱噪聲和散粒噪聲
在一個溫度大于零(0°K)的導體內，電荷載體的隨機運動產生了隨機的噪聲電壓和電流。隨著導體溫度的升高這些電荷載體隨機運動的速度會加快，也就提高了噪聲電壓。晶體管基區寄生電阻(Rbb′)產生的熱噪聲為 Vn(f) = 4kTRbb′，其中 Vn(f)是電壓噪聲譜密度，單位是 V2/Hz，k 是玻爾茲曼常數(1.38×10-23 Joules/Kelvin)，T 是以開爾文為單位的絕對溫度(°C + 273°)。
散粒噪聲是電荷載體的粒子特性的結果。半導體內流動的 DC 電流通常被認為在每一時刻都是恒定的，但是任何電流都是由一個個的電子和空穴的運動所形成的。只有這些電荷載體所產生的電流的時間平均值才可以看做是恒定的電流。電荷載體數量的任何波動都會在那個時刻產生隨機的電流，這就是散粒噪聲。
基極電流中散粒噪聲的噪聲譜密度為 Inb(f) = 2qIb = 2qIc/β , 其中 Inb 是電流的噪聲譜密度，單位 I2/Hz，Ib 是基極的直流偏置電流，q 是一個電子的電量(1.6×10-19 庫侖)，β是晶體管的 DC 電流放大系數。于是，晶體管輸入級產生的總噪聲譜密度是熱噪聲和散粒噪聲之和：
γ n = 4kTRbb′ + RSOURCE 2qIc/β
Maxim 的新硅鍺工藝，GST-3，是在 GST-2 (一種雙極型工藝，特征頻率達 27GHz)的基礎上，通過在晶體管基區攙雜鍺發展而來的。其結果是 Rbb′值得到了大幅度降低并且晶體管的β 值顯著提升。與這兩個變化伴隨而來的是硅鍺晶體管更好的噪聲系數(與具有相同集電極電流的硅晶體管相比)。通常晶體管的噪聲系數表示為：
公式 2
對硅雙極型晶體管和硅鍺晶體管來說，上式都在 RSOURCE = Vn(f)/Inb(f)時噪聲系數最小。所以，具有與此值相近的源阻抗的 LNA 可以最大程度地體現硅鍺工藝的優點。
在無線設計中另一個重要的問題是隨頻率的變化噪聲系數會變差。一般晶體管的功率增益大致符合圖 3 中上邊的曲線。考慮一下圖 2 的晶體管等效電路，會覺得這條曲線并不新奇。實際上，那個等效模型就是一個每倍頻程增益下降 6dB 的 RC 低通濾波器。理論上共射極電路的電流增益(β)為 1 時(0dB)的頻率稱作特征頻率(fT)。LNA 的增益(G)直接依賴于β ，所以噪聲系數[F = NOUT/(NING)]變差就是從增益逐漸變小開始的。
圖 3. 硅鍺(SiGe)雙極型晶體管表現出高增益和低噪聲的特性。
為了看清楚 GST-3 硅鍺工藝是如何改善高頻段的噪聲系數的，考慮給晶體管的 p 型硅基區攙雜鍺，這會使穿過基區的能帶隙降低 80mV 至 100mV，在發射區和集電結之間建立起強電場。這個電場使電子從基區迅速移動到集電區，縮短了載流子越過狹窄的基區所需的通過時間(tb)。在其他條件不變的情況下，減小 tb 會使 fT 提高大約 30%。
對于同樣面積的晶體管，硅鍺器件在達到給定的 fT 標準時只需要 GST-2 器件所需電流的 1/3 到 1/2。更高的 fT 降低了高頻噪聲，因為β在更高的頻率才會開始逐漸減小。
超低噪聲的硅鍺(SiGe)放大器(MAX2641)
基于硅鍺技術的 MAX2641 具有硅雙極型 LNA 不可比擬的優點，硅雙極型 LNA 的 NF 在接近 2GHz 頻率時開始變差(例如，1GHz 時 1.5dB，2GHz 時，2.5dB)。硅鍺器件的高反向隔離度使輸入匹配網絡的調諧對輸出匹配網絡沒有影響，反之亦然。
硅鍺器件 MAX2641 最適合工作在 1400MHz 到 2500MHz 的頻率范圍內，此時典型的性能是 1900MHz 時 14.4dB 增益，-4dBm 輸入 IP3 (IIP3), 30dB 的反向隔離, 1.3dB 噪聲系數(見圖 4)。MAX2641 以 6 引腳 SOT23 封裝，使用單電源+2.7V 至+5.5V 供電，吸入電流 3.5mA，內部偏置。通常唯一需要的外部元件是一個兩元件輸入匹配電路，輸入輸出隔離電容及一個 VCC 旁路電容。
圖 4. 請注意這個硅鍺集成低噪聲放大器非常低的噪聲系數。
硅鍺器件的線性度
除了噪聲和帶寬，通信系統還受到信號失真的限制。系統的有效性依賴其動態范圍(系統可以高質量處理的信號范圍)。動態范圍受噪聲系數的影響，其下限定義為靈敏度，上限定義為可接受的信號失真的最大幅度。實現最佳的動態范圍需要在功耗、輸出信號失真和相對于噪聲的輸入信號值之間權衡利弊。
典型的接收機框圖(圖 1)顯示了 LNA 與混頻器的噪聲系數和線性度的重要性。因為 LNA 的輸入是直接從天線得來的非常弱的信號，所以 NF 是它的一項決定性的參數。對混頻器來說，其輸入是 LNA 輸出的被放大的信號，所以線性度是其最重要的參數。
輸出信號永遠不會是輸入信號完全準確的復制品，因為沒有完全線性的晶體管。輸出信號總是包含諧波，互調失真(IMD)和其他的寄生成分。在圖 5 中，POUT 公式中第二項叫做二次諧波或二階失真，第三項叫做三次諧波或三階失真。它們的特點都是在下一級的輸入中出現由一個或兩個頻率的純正弦信號組成的信號，它們在頻率上緊鄰。例如，MAX2681 的三階互調失真，就是包含 1950MHz 和 1951MHz 兩個頻率的 -25dBm 的信號。
圖 5. 兩個頻率信號的測試描繪了諧波失真和互調失真的特性。
在頻域表示的 POUT 公式的圖形表明，輸出中包含基本的頻率ω1 和ω2，二次諧波頻率 2ω1 和 2ω2，三次諧波頻率 3ω1 和 3ω2，二階互調產物 IM2 和三階互調產物 IM3。圖 5 還說明在蜂窩手機和其他具有窄帶工作頻率的系統中(例如，頻率為幾十兆赫茲，頻率跨度小于一倍頻程)只有 IM3 的雜散信號(2ω1 - ω2)和(2ω 2 - ω1)落在濾波器的通帶內。結果造成了想得到的頻率為ω1 和ω2 的信號的失真。
在 POUT 公式中輸出功率的最低幾項中，系數 K1A 與輸入信號幅度成直接線性比例，K2A2與輸入幅度平方成正比，K3A3 與輸入幅度立方成正比。于是，用對數座標畫出的曲線就是以響應的階數為斜率的直線。
二階和三階截點是常用的表示性能的參數。截止點越高，器件越能夠放大大信號。在大功率值時，輸出響應將被壓縮，偏離了預計的響應值。這個偏離的點(圖 6a)定義為 1dB 壓縮點，它的位置在實際輸出信號與按照曲線線性部分推測的輸出值相比被壓縮 1dB 的地方(G1dB = G - 1dB)。
從 MAX2681 數據表看出，在超過 1900MHz 頻率時，相對于 IM3 (圖 6b) POUT 具有 -56dBc 的無雜散響應動態范圍(SFDR)。典型的工作情況是 PRFIN = -25dBm，IIP3 = 0.5dBm，變頻增益 = 8.4dB。本振到中頻的泄漏和其他雜散產物可以被窄帶 IF 濾波器濾掉，如圖 1 所示。MAX2681 (硅鍺雙平衡下變頻器)在滿足性能要求時 ICC 電流一般僅為 8.7mA。
圖 6. 硅鍺雙平衡下變頻器提供低(0.5dBm) IIP3 值(a)和 56dBc 的動態范圍(b)。
另一個硅鍺下變頻器(MAX2680)具有不同的性能。采用微小的 6 引腳 SOT23 封裝，由具有單端 RF、LO 和 IF 端口的雙平衡 Gilbert 單元混頻器組成。與 MAX2681 相同，它以+2.7V 至+5.5V 的單電源供電，接收 400MHz 至 2500MHz 之間的 RF 輸入，中頻輸出頻率 10MHz 至 500MHz。關斷模式下供電電流一般小于 0.1μA。LO 通過單端寬帶口輸入，其 VSWR 優于 2.0:1 (400MHz 至 2.5GHz)。
硅鍺前端的輸入靈敏度
為了估計使用 MAX2641/MAX2681 SiGe 下變頻器的前端靈敏度，考慮 4MHz 信號帶寬的 QPSK 調制信號。為了簡化計算，假設輸入濾波器具有理想的矩形濾波特性。首先，考慮到由天線轉換器和前端無源濾波器引入的 3dB 插入損耗，必需先給 NF 加上 3dB (AntNF)。下一步，在 LNA 之后增加一個濾波器以消除 LNA 產生的失真(除了 IM3 以外的失真)，為此考慮使用一個具有 2dB 衰減和 NF 的濾波器。在 1900MHz 時，將 LNA 后置濾波器 NF 加到 MAX2681 11.1dB 的 NF 上：
總值 NF = 濾波器 NF + 混頻器 NF =
2dB + 11.1dB = 13.1dB
LNA 的輸入需要很好的 NF 值，因為它直接從天線獲得非常微弱的信號。而混頻器 NF 被 LNA 的增益削弱了:
總值 NF = LNA NF + (1/GLNA)(NFTOTAL - 1) = 2.054;
NFTOTAL (dB) = 10log2.126 = 3.12dB.
使用 QPSK 調制，BER = 10-3 時，天線輸入所需的信號能量與噪聲能量之比最小值為 Eb/No = 6.5dB。+25°C 時絕對噪聲的噪聲底是 AbsNfl = -174dBm = 10log(KT)，其中 T = +300°K，K = 1.38 × 10-23。以 dB 為單位的濾波器帶寬為 FiltBwth = 10log(4MHz) = 66dB。對于 BER 達到 10-3 的 QPSK 調制信號，圖 1 中的前端靈敏度用下式估算：
輸入靈敏度 = AbsNfl + AntNF + FiltBwth + NFtotal + Eb/No
= -174dBm + 3dB + 66dB + 3.12dB + 6.5dB = -95.38dBm.
結論
與純的雙極型工藝相比，硅鍺(SiGe)技術可以在超過 1.0GHz 頻率時給出更低的噪聲系數。它還能降低供電電流并具有更高的線性度。Maxim 已經實現了高線性度的硅鍺混頻器，在 1900MHz 具有 0.5dBm 的 IIP3，噪聲系數 11.1dB (SSB)，變頻增益 8.4dB，只需要 8.7mA 供電電流。硅鍺器件更高的特征頻率(fT)使器件可以在更高的頻率下工作從而實現在超過 5GHz 頻率時的應用。